摘要： 減小環(huán)流損耗、在較大的負(fù)載或輸入電壓變化范圍內(nèi)協(xié)調(diào)滯后管的零電壓開通與占空比丟失的矛盾是移相全橋軟開關(guān)變換器需要 研究的兩個(gè)問(wèn)題。針對(duì)這兩個(gè)問(wèn)題，本文提出采用一種新型能量交換式移相全橋軟開關(guān)電路。與傳統(tǒng)電路相比，它將近降低了l/2的開關(guān)管的環(huán)流能量損耗，并且能夠在較寬的負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)滯后管零電壓開關(guān)(ZVS)和極小的占空比丟失，有效地提高變換器的效率。通過(guò)10kW實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的研制，其結(jié)果表明理論分析正確，變換器性能得到較好的改進(jìn)。
關(guān)鍵字： 移相全橋，互感，零電壓開關(guān)(ZVS)，占空比丟失，環(huán)流
1 引言
移相全橋軟開關(guān)變換器（如圖1所示）是大功率DC-DC變換器的優(yōu)選方案之一，在輸出低電壓大電流場(chǎng)合應(yīng)用十分廣泛。在工作頻率大于100kHz的情況下，對(duì)于減少開關(guān)損耗、在較寬的負(fù)載范同內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)都取得了較為明顯的效果，為電力電子裝置的研制作出了重要貢獻(xiàn)。
為了適應(yīng)提高輸出功率的要求，現(xiàn)在廣泛采用IGBT作為開關(guān)器件，與使用MOS管相比，其工作頻率不能太高。死區(qū)時(shí)間和環(huán)流時(shí)間都比較長(zhǎng)，造成滯后管實(shí)現(xiàn)零壓開通條件苛刻，占空比丟失與滯后管實(shí)現(xiàn)零電壓開通的矛盾更加突出，嚴(yán)重時(shí)會(huì)影響整機(jī)效率[1]。分析其原因，主要在于：
(1)環(huán)流期間開關(guān)器件的通態(tài)損耗；
(2)為了兼顧占空比丟失與滯后管實(shí)現(xiàn)零電壓開通的矛盾，在逆變橋初級(jí)串聯(lián)較大的電抗器，造成電抗器的功耗過(guò)大。
為了解決上述問(wèn)題，文獻(xiàn)[2]~[6]提出了一些有效的改進(jìn)方法。但從文獻(xiàn)分析看，大部分是的在原拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)上進(jìn)行的改進(jìn)，而且對(duì)造成上述兩個(gè)問(wèn)題的原因分析較少。
本文詳細(xì)分析了影響傳統(tǒng)移相全橋軟開關(guān)變換器環(huán)流功率損耗因素和占空比丟失的原因，并提出了減少環(huán)流損耗和減少占空比丟失的對(duì)策。最后提出采用一種“能量交換式移相全橋電路”。通過(guò)制作的10kW的產(chǎn)品樣機(jī)驗(yàn)證了該電路能降低一半以上的環(huán)流損耗，并能在15％~100％負(fù)載范圍內(nèi)很好的協(xié)調(diào)解決占空比丟失與滯后管實(shí)現(xiàn)零電壓開通的矛盾。
2 傳統(tǒng)的移相全橋變換器分析
傳統(tǒng)移相全橋變換器拓補(bǔ)結(jié)構(gòu)如圖1，圖2是它的主要工作波形，關(guān)于它的工作過(guò)程，許多文獻(xiàn)均已作了詳細(xì)分析。在此，本文首先重點(diǎn)分析一下其產(chǎn)生環(huán)流損耗和占空比丟失的內(nèi)部機(jī)理。
為便于分析問(wèn)題，作如下幾點(diǎn)假設(shè)：(1)所有的功率二極管D1~D4正向?qū)▔航迪嗟龋鶠閂D，所有的開關(guān)器件S1~S4導(dǎo)通壓降相等，均為VT。二極管與開關(guān)管的導(dǎo)通壓降關(guān)系為：
VD=kVT (k<1) (1)
(2)輸出電流在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)是穩(wěn)定的，折算到變壓器初級(jí)電流值為，IP=Io/n，（n為輸出變壓器匝比）。
(3)所有的電感、電容元件都是理想的。
(4)每個(gè)開關(guān)周期中，定義向負(fù)載輸出能量的時(shí)間為DT（D為占空比）；變壓器初級(jí)繞組有電流流動(dòng)，但不向負(fù)載傳遞能量的時(shí)間統(tǒng)稱為環(huán)流時(shí)間。
2.1 環(huán)流損耗分析
環(huán)流的實(shí)質(zhì)是：存儲(chǔ)在Lr中的能量通過(guò)環(huán)流回路泄放。根據(jù)圖2，半個(gè)周期內(nèi)，環(huán)流過(guò)程主要發(fā)生在[t2， t3]內(nèi)兩只下管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，經(jīng)計(jì)算可得到一個(gè)周期內(nèi)總的環(huán)流功率損耗
(2)
和硬開關(guān)PWM逆變器相比，為了實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，移相全橋變換器產(chǎn)生式(2)的環(huán)流損耗。如何降低這部分損耗，成為了近年來(lái)研究的重點(diǎn)問(wèn)題之一。
仔細(xì)觀察式(2)，除開負(fù)載電流(Io)、移相時(shí)間(D'T/2)、工作頻率(f)等不可改變的因數(shù)外，欲降低環(huán)流損耗，可以從以下兩個(gè)方面考慮：
(1)減少環(huán)流期間開關(guān)器件的數(shù)量，即減少VT(1+k)的值；
(2)增大環(huán)流回路中的壓降VL(t)，即VCB的值。
圖1中串聯(lián)有電容元件，但它的功能是隔直或是為了實(shí)現(xiàn)滯后管的零流關(guān)斷。其電容量較大，環(huán)流期間VCB的上升值很小達(dá)不到過(guò)多地增大VL(t)的作用。[#page#]
2.2 占空比丟失分析
忽略Lr、C3、C4諧振充放電時(shí)間，可以得到占率比丟失時(shí)間
(3)
當(dāng)Δt1<td（死區(qū)時(shí)間）時(shí)，滯后管不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)；Δt1=td+tδ時(shí)，電路存在占空比丟失。電路的最佳設(shè)計(jì)是希望Δt1=td，但由式(3)可知：當(dāng)電路調(diào)整在Δt1=td的工作點(diǎn)時(shí)，Vin、Io和D'T任何一個(gè)參數(shù)發(fā)生變化都會(huì)使系統(tǒng)偏離Δt1=td這個(gè)工作點(diǎn)。因此，在傳統(tǒng)的移相全橋變換器設(shè)計(jì)中，幾乎無(wú)一例外的在Lr與Io中作協(xié)調(diào)處理[2-5]，一直沒有找到比較理想的辦法。
進(jìn)一步分析問(wèn)題產(chǎn)生的原因。由式(3)可以看出，它實(shí)質(zhì)上是不同的工作情況造成S4關(guān)斷時(shí)刻，存儲(chǔ)在Lr中的剩余能量發(fā)生變化，即圖2中的I3的值發(fā)生變化。由式(2)可知
(4)
在實(shí)際電路調(diào)節(jié)過(guò)程中，當(dāng)Io增加時(shí)，為穩(wěn)定輸出電壓，D'T必然減小，I3增大，造成占空比丟失；當(dāng)Io減小時(shí)，D'T，必然增加，I3減小。由于Io與D'T總是向相反的方向變化。這就產(chǎn)生了不可調(diào)解的矛盾。但是，如果通過(guò)改變電路結(jié)構(gòu)或控制的方法使I3變?yōu)?BR> (5)
則(3)式變?yōu)?BR> (6)
假如電路已經(jīng)調(diào)整到Δt1=td狀態(tài)，當(dāng)負(fù)載電流增加或Vin降低時(shí)，通過(guò)電路調(diào)節(jié)，D'T必然減少，此時(shí)I3或Δt1基本維持不變；當(dāng)負(fù)載電流Io/n減少或Vin升高時(shí)，D'T必然增大，I3或Δt1也基本維持不變。
基于上述思路，本文提出采用一種基于互感器的能量交換式移相全橋軟開關(guān)電路。
3 電路結(jié)構(gòu)及工作過(guò)程分析
能量交換式移相全橋電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。其中，電容CB1=CB2，且容量較大，其兩端電壓均為Vin/2，Lc為最緊耦合的互感器電感，L1=L2。為便于分析，可將圖3簡(jiǎn)化為圖4所示的等效電路。
電路的主要工作波形如圖5所示，每個(gè)工作周期有16個(gè)工作狀態(tài)。前半周期內(nèi)，部分工作狀態(tài)的等效電路如圖6所示。
各開關(guān)工作狀態(tài)的工作情況描述如下：
(1)[t0， t1]時(shí)間，能量傳輸階段。此時(shí)段內(nèi)S2、S4均導(dǎo)通，VAB=VCD=0V，變壓器TR的初級(jí)電壓VP=-Vin/2，次級(jí)整流二極管DR2導(dǎo)通，等效電路如圖6(a)所示。
由于互感的作用，i1(t)、i2(t)基本維持不變，電路通過(guò)變壓器TR的初級(jí)繞組向次級(jí)提供能量。t1時(shí)刻，S2關(guān)斷，此過(guò)程結(jié)束。
(2)[t1， t2]時(shí)間，諧振充放電階段。S2斷開后，電路形成C1、C2、L1諧振充放電過(guò)程，C1放電，C2充電，如圖6(b)所示，當(dāng)VAB=Vin時(shí)，該過(guò)程結(jié)束。此時(shí)，電流i1的值很大，因此L1中的能量很容易使超前管S1實(shí)現(xiàn)零電壓開通。由于該過(guò)程時(shí)間很短，電路中電量的變化可忽略不計(jì)。
(3)[t2， t3]時(shí)間，D1箝位續(xù)流階段。t2時(shí)刻，VC1=0，S1的并聯(lián)二極管D1自然導(dǎo)通，等效電路如圖6(c)所示。t3時(shí)刻，S1導(dǎo)通信號(hào)到達(dá)，該過(guò)程結(jié)束。
(4)[t3， t5]時(shí)間，環(huán)流階段。該時(shí)間內(nèi)，L1中的剩余能量通過(guò)D1向電源回饋形成環(huán)流回路，同時(shí)，S4、CB2、L2和變壓器TR的初級(jí)繞組形成另一支環(huán)流回路。
(5)[t5， t6]時(shí)間，諧振充放電階段。ts時(shí)刻，S4關(guān)斷，電路進(jìn)入C3、C4、Lc諧振充放電階段，時(shí)間極短。t6時(shí)刻，VC3=0，該諧振過(guò)程結(jié)束。變壓器次級(jí)電壓上正下負(fù)，DR2導(dǎo)通，次級(jí)下端繞組開始流過(guò)電流。由于二極管的反向恢復(fù)特性，DR1不會(huì)立即關(guān)斷。DR1、DR2同時(shí)導(dǎo)通，致使變壓器被短接。
(6)[t6， t7]時(shí)間，D3續(xù)流階段。t6時(shí)刻i1過(guò)零，D1自然關(guān)斷，電流i1換向后改為流經(jīng)S1，S1為零電壓開通。t6時(shí)刻，D3自然導(dǎo)通，CB1、CB2、Lc、D3形成續(xù)流回路，等效電路如圖6(f)所示。
從圖5可以看出：t2至t7時(shí)間段內(nèi)，加在互感兩端的電壓VAB=Vin，互感的勵(lì)磁電流iM線性變化的同時(shí)，i1開始線性衰減，i2開始線性增加。互感兩繞組中的電流i1衰減、i2增加的過(guò)程即L1中的能量向L2中轉(zhuǎn)移的過(guò)程，這將為抽完C3中的電荷，使滯后管S3實(shí)現(xiàn)ZVS準(zhǔn)備了必要條件。
(7)[t7， t8]時(shí)間。t7時(shí)刻之前，D3已將S3兩端電壓箝位至零，為滯后管S3實(shí)現(xiàn)零電壓開通準(zhǔn)備了必要條件。t7時(shí)刻，S3的導(dǎo)通信號(hào)到達(dá)，但此時(shí)電流仍然流經(jīng)D3，等效電路見圖6(f)。之后i1(t)開始正向增大，為維持負(fù)載電流，此時(shí)，變壓器仍然被短接。D3在i2=0時(shí)自然關(guān)斷，i2開始流過(guò)S3，S3實(shí)現(xiàn)零電壓開通。
t8時(shí)刻之后，電路進(jìn)入對(duì)稱的下半個(gè)工作周期，其工作過(guò)程與上半個(gè)周期相似，不再贅述。
由圖5可以看出：t6至t8時(shí)間段內(nèi)，i2逐漸減小，j1逐漸增大，L2中的能量又轉(zhuǎn)移至L1中，互感中的能量又完成一次交換。這樣，一個(gè)周期內(nèi)4只開關(guān)管各開關(guān)一次，互感中的能量在兩繞組間也恰好交換4次。
需要特別指出：該能量交換式全橋電路的環(huán)流發(fā)生在對(duì)角管導(dǎo)通期間，兩個(gè)橋臂的上（下）管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)向負(fù)載輸出能量，恰恰與常規(guī)的移相全橋ZVS變換電路相反。[#page#]
4 環(huán)流功耗及占空比丟失分析
4.1 環(huán)流功耗計(jì)算
由前面的分析和圖5可知，若忽略死區(qū)時(shí)間內(nèi)的[t5， t6]和[t13， t14]階段中電容、電感的諧振充放電時(shí)間，則環(huán)流損耗主要發(fā)生在對(duì)角管導(dǎo)通的[t3， t5]和[t11， t13]階段?？捎?jì)算得到整個(gè)工作周期內(nèi)的環(huán)流平均功率損耗
(7)
比較式(7)和式(2)可以看出：
(1)新型變換器環(huán)路元件壓降由(VD+VT)降為VD；
(2)環(huán)流回路的電壓由VL升至Vin。
由此可見，改進(jìn)后的該電路結(jié)構(gòu)能夠達(dá)到降低環(huán)流損耗的目的。
4.2 占空比丟失分析
不考慮[t4， t5]內(nèi)C3、C4的充放電過(guò)程，可得到占空比丟失時(shí)間
(8)
該式達(dá)到了式(5)的效果，即能自適應(yīng)地調(diào)節(jié)占空比丟失與滯后管實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的矛盾。
在此時(shí)間段內(nèi)i1(t)減少，i2(t)增加，即存儲(chǔ)在L1中的能量向L2中轉(zhuǎn)移，或者稱為交換。因此，解決占空比丟失與滯后管軟開通的矛盾的物理本質(zhì)是：互感兩繞組的能量交換帶來(lái)的結(jié)果。
5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析及結(jié)論
我們實(shí)際制作了10kW的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。主要參數(shù)如下：輸入500VDC，輸出48VDC，滿載輸出電流208A。CB1=CB2=12μF，互感L1=L2=40μH，耦合系數(shù)M=0.95。開關(guān)頻率f=20kHz，死區(qū)時(shí)間td=2.5μs，最大占空比Dmax=0.8，變壓器匝比NP∶NS∶NS=12∶3∶3。
5.1 實(shí)驗(yàn)波形分析
圖7給出了15％負(fù)載(RL≈1.5Ω)時(shí)滯后管S4的管壓降和驅(qū)動(dòng)電壓波形。從圖中可以看出S4為零壓開通，同時(shí)基本實(shí)現(xiàn)了零壓關(guān)斷。可見，滯后管在很輕的負(fù)載條件下也能實(shí)現(xiàn)ZVS。
圖8是50％負(fù)載時(shí)電流i1、i2、ip及驅(qū)動(dòng)Q4的波形，由圖可知：環(huán)流期間，i1電流衰減很快、降低了環(huán)流損耗。i2在Q4導(dǎo)通過(guò)后約1.8μs達(dá)到零，占空比丟失很小。
圖9是50％負(fù)載時(shí)變壓器初級(jí)電壓VP、電流iP和次級(jí)電壓VS的波形。從圖中可以看出：占空比丟失tδ=1.6μs，且環(huán)流期間，iP衰減很快。
圖l0給出了效率實(shí)驗(yàn)的對(duì)比曲線?？梢钥闯觯撃芰拷粨Q式移相全橋電路的效率得到了明顯提升，10kW時(shí)，效率可達(dá)93％以上。
實(shí)驗(yàn)證明：由于采取了減少環(huán)流回路開關(guān)器件數(shù)量和在環(huán)流回路中增加Vin/2的方法，有效地降低了環(huán)流損耗，大大提高了整機(jī)效率。
5.2 結(jié)語(yǔ)
本文提出一種能量交換式移相全橋軟開關(guān)電路，與傳統(tǒng)變換器相比，能較好地協(xié)調(diào)了滯后管實(shí)現(xiàn)ZVS與占空比丟失之間的矛盾，較常規(guī)變換器可降低一半以上的環(huán)流損耗，滿載條件下效率可達(dá)93％以上。該新型DC-DC變換器無(wú)論是在開關(guān)性能方面、能量傳輸方面，還是在變換器的轉(zhuǎn)換效率方面均具有明顯的優(yōu)越性。
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作者簡(jiǎn)介
石磊，男，1982年生，碩士，從事電力電子技術(shù)與電力傳動(dòng)研究。
朱忠尼，男，1957年生，教授。
