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摘要：  本文將探討的鎮(zhèn)流器就是這樣的示例，其輸出功率高達(dá)200W。該鎮(zhèn)流器主要由截然不同的三級組成：首先是帶前置EMI濾波器和整流的功率因數(shù)控制器，其次是基于LLC拓?fù)涞闹绷?直流 (DC-DC) 轉(zhuǎn)換器，最后是三個(gè)開關(guān)模式電流源。

關(guān)鍵字：  功率因數(shù)控制器，  大功率LED，  PFC預(yù)調(diào)節(jié)器

引言

目前，大功率LED的運(yùn)用已不再局限于特定環(huán)境，而越來越頻繁地用于‘主流’照明應(yīng)用中，比如需要100W或以上功率級的街燈及類似應(yīng)用。因此，鎮(zhèn)流器必須具有低線路諧波電流、高能效和小尺寸等特性。

本文將探討的鎮(zhèn)流器就是這樣的示例，其輸出功率高達(dá)200W。該鎮(zhèn)流器主要由截然不同的三級組成：首先是帶前置EMI濾波器和整流的功率因數(shù)控制器，其次是基于LLC拓?fù)涞闹绷?直流 (DC-DC) 轉(zhuǎn)換器，最后是三個(gè)開關(guān)模式電流源。

這個(gè)設(shè)計(jì)如下所述，能夠驅(qū)動大約105個(gè)功率LED，總體效率達(dá)90%。PFC 和 DC-DC的效率更是接近95%。

功率因數(shù)校正

PFC預(yù)調(diào)節(jié)器一般以升壓拓?fù)鋪韺?shí)現(xiàn)，并采用工作在臨界傳導(dǎo)模式(critical conduction mode，也稱為邊界或轉(zhuǎn)移模式) 下的FAN7529 PFC控制器。對于最大150 到 200W的功率點(diǎn)，這被視為最高性價(jià)比的解決方案。在臨界模式下，流經(jīng)升壓電感的峰值電流與瞬間整流輸入電壓成正比，以這種方式來得到控制。不過，在關(guān)斷時(shí)間內(nèi)，該電流降為零;當(dāng)檢測到這個(gè)過零點(diǎn)(即電感去磁)時(shí)，下一個(gè)開關(guān)周期啟動。正如所見，平均電感電流與輸入電壓變化成正比，這正是我們需要的結(jié)果。

FAN7529工作在所謂的電壓模式下，MOSFET的傳導(dǎo)時(shí)間至少在一個(gè)工頻電源半周期內(nèi)保持不變。導(dǎo)通時(shí)間保持不變，利用基本差分公式dI/dt = V/L，與輸入電壓變化成正比的峰值開關(guān)電流很容易求得，于是升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓可被感測，并可通過調(diào)節(jié)MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間來予以調(diào)整。電壓模式的優(yōu)點(diǎn)與電流模式的相反，前者無需為產(chǎn)生參考信號而感測整流輸入電壓，這樣就簡化了控制器本身，并減少了組件數(shù)目。臨界模式的一大優(yōu)勢是，能夠在下一個(gè)開關(guān)周期開始之前感測升壓電感的去磁，使MOSFET零電流導(dǎo)通。因此，開關(guān)損耗相當(dāng)?shù)?，效率很高，尤其是因?yàn)檎鞫O管的反向恢復(fù)不成其為問題。另一方面，峰值輸入電流比連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM) PFC的為高，并可能致使EMI濾波器更復(fù)雜。

PFC及輸入級的示意圖如圖1所示。當(dāng)應(yīng)用設(shè)備上電時(shí)，C96經(jīng)由R93a 和 R93b充電。一旦IC91的啟動電壓達(dá)到，正常工作就開始。這時(shí)，MOSFET的柵極通過網(wǎng)絡(luò)R96、D98和R99被驅(qū)動，實(shí)現(xiàn)后者的快速關(guān)斷和較慢導(dǎo)通。升壓電感包含兩個(gè)不同的電感，因?yàn)樵谕ㄓ幂斎霔l件下需要大電流和大電感器件，而這無法利用單個(gè)小尺寸磁芯來實(shí)現(xiàn)。為了獲得逐脈沖過流保護(hù)，在控制器的CS輸入端對經(jīng)過MOSFET的電流進(jìn)行監(jiān)控。輸出電壓被分壓器R910a & b 及 R911調(diào)節(jié)，并饋入芯片的誤差放大器，后者通過與COM引腳相連的網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行頻率補(bǔ)償。誤差放大器的輸出因此就決定了MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間。通過監(jiān)控電感之一的次級線圈上的電壓 (饋入ZCD輸入) 來檢測電感的去磁。在正常工作期間，控制器的電源也來自次級線圈，并被網(wǎng)絡(luò)R94、C913、ZD91 和 D90所整流及限制。電阻91決定MOSFET的最大導(dǎo)通時(shí)間，使其小于滿負(fù)載和最小輸入電壓下的所需時(shí)間。R92的用途是利用輸入電壓對導(dǎo)通時(shí)間作進(jìn)一步調(diào)節(jié)，以改善總體諧波失真 (THD)。

如上所述，PFC預(yù)調(diào)節(jié)器產(chǎn)生400V的DC輸出電壓，然后饋入DC-DC控制器。

圖1：200W DCM 電壓模式 PFC的示意圖

隔離DC-DC轉(zhuǎn)換器

如前所述，獲得高效率的一個(gè)好方法是減小開關(guān)損耗。因此，如果這一目標(biāo)還包括高功率密度，就應(yīng)該選擇磁性阻件雙向磁化的拓?fù)?如半橋或全橋拓?fù)?。降低開關(guān)損耗通常通過零電流和/或零電壓開關(guān)來實(shí)現(xiàn)，而零電流和/或零電壓開關(guān)可利用諧振網(wǎng)絡(luò)完成。這種帶“簡單”LC諧振回路的轉(zhuǎn)換器存在一些缺點(diǎn)，下面會詳細(xì)闡述。故而，更好的選擇是一種被稱為LLC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。圖2左邊就是這類轉(zhuǎn)換器的簡單示意圖。

圖2：LLC轉(zhuǎn)換器 (左) 的簡單示意圖及其等效電路

MOSFET Q1 和 Q2被兩個(gè)占空比幾乎達(dá)50%、頻率可變的互補(bǔ)方波信號所驅(qū)動。半橋拓?fù)渲校诘投撕透叨藮艠O信號之間必須有一個(gè)很小的死區(qū)時(shí)間，以防止交叉?zhèn)鲗?dǎo)。這樣產(chǎn)生的方波信號被饋入到由Lr、Cr 和變壓器激磁電感Lm組成的諧振網(wǎng)絡(luò)中。如下所示，Lm上的電壓幾乎是正弦曲線。該電壓被變換、整流、濾波，再饋入負(fù)載RL。到目前為止，該轉(zhuǎn)換器看起來很像標(biāo)準(zhǔn)LC諧振轉(zhuǎn)換器。然而，在LLC轉(zhuǎn)換器中，Lm 比通常情況下小得多，與Lr在相同數(shù)量級，因而把諧振網(wǎng)絡(luò)的特性從原來的第二階變?yōu)榈谌A。為了簡化諧振回路特性的深入分析，可把負(fù)載和整流器轉(zhuǎn)換為變壓器初級端的等效負(fù)載阻抗Rac 。從圖2右邊的等效原理圖可見，等效負(fù)載與變壓器的激磁電感并聯(lián)。網(wǎng)絡(luò)分析最后給出了一個(gè)三階帶通傳遞函數(shù)，由下面三個(gè)參數(shù)表示。

圖3所示為增益與頻率的典型關(guān)系圖，網(wǎng)絡(luò)參數(shù)如下：Cr = 22nF，Lr = 100uH ，Lm = 500uH ，Rac取200 (綠色) 和 2k (黃色)之間的不同值，即Q = 0.033 .. 0.33。

圖3：LLC網(wǎng)絡(luò)在不同Rac值下的增益 [dB]

該圖強(qiáng)調(diào)LLC網(wǎng)絡(luò)的兩個(gè)重要特性：

0時(shí)的網(wǎng)絡(luò)增益總是一致的

0附近相當(dāng)大的頻率范圍內(nèi)負(fù)載相關(guān)性很小。

上面提到的第二點(diǎn)很重要，表明在這里負(fù)載阻抗的改變不會象傳統(tǒng)LC串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器那樣造成開關(guān)頻率的大變化。當(dāng)從滿載到輕載時(shí)，后者可能出現(xiàn)10倍甚至更多的頻率變化。這么大的頻率范圍很可能導(dǎo)致EMI問題。

實(shí)際波形的時(shí)域分析顯示，當(dāng)工作頻率大于P.時(shí)，MOSFET導(dǎo)通時(shí)可實(shí)現(xiàn)零電流開關(guān)。即使?jié)M載時(shí)Q值在0.2 – 1之間，這種傳遞的頻帶也相當(dāng)窄，足以假設(shè)電流以基波為主。因此，在LLC轉(zhuǎn)換器的分析和計(jì)算中，一般用基頻正弦分量取代驅(qū)動方波。非常有趣的是，兩個(gè)MOSFET不得不處理的電流量中，相當(dāng)大一部分是無源的，這使得這些電流負(fù)載遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器中的。此外，在諧振轉(zhuǎn)換器中首選帶快速恢復(fù)體二極管的MOSFET [注1]。

圖4：400 VDC → 200 VDC隔離轉(zhuǎn)換器示意圖

文獻(xiàn) [注2] 詳細(xì)闡釋了LLC轉(zhuǎn)換器的原理和設(shè)計(jì)過程。其應(yīng)用說明描述了如何把變壓器的漏感用作諧振電感Lr。雖然這種方案無需額外的電感，但必然增加變壓器的尺寸。要獲得所需的4 ..10 Lm/Lr比值，變壓器尺寸只能變大，并且初級和次級線圈的耦合松散。另一方面，大功率LED鎮(zhèn)流器的理想高度遠(yuǎn)低于20mm;因此不得不使用EFD型變壓器和一個(gè)“外部”電感Lr。

圖4顯示了DC-DC轉(zhuǎn)換器的原理示意圖。該變換器圍繞集成式LLC 控制器模塊FSFR2100而設(shè)計(jì)。這個(gè)模塊包含了一個(gè)帶精確CCO的控制器、一個(gè)高壓柵極驅(qū)動電路和兩個(gè)帶快速恢復(fù)體二極管的MOSFET。

模塊的啟動電流由PFC電源提供。達(dá)到啟動電壓時(shí)，器件開始以R107決定的頻率工作，然后，由于不久之后 C107 開始充電，頻率斜坡下降至由C107決定的額定工作頻率 (軟啟動)。

LLC網(wǎng)絡(luò)由L101、TR1 和 C102a & b組成。在次級端，轉(zhuǎn)換的電壓被D201 - D204整流，被C201濾波。通過D201、R201、C201 和 D206產(chǎn)生第二個(gè)更低的輸出電壓。

R204、C202、R207等，及OC1，構(gòu)成反饋回路，使輸出電壓穩(wěn)定。光耦合器的BJT連同R104組成一個(gè)與R105并聯(lián)的可變電阻，這個(gè)電阻值決定最小工作頻率，并調(diào)節(jié)頻率。

D105、 R108、C105 和 D102在正常工作期間為IC1通過供電電流。半橋的高端驅(qū)動器的供電電壓由bootstrap 電路產(chǎn)生，后者由R106、D101 和 C106組成。

流經(jīng)下方MOSFET的電流由R101測量，網(wǎng)絡(luò)R102/C102對信號進(jìn)行濾波，并饋入‘CS’引腳。該引腳接收到的信號相對芯片的接地引腳為負(fù)。如果該引腳的電平達(dá)到-0.6V，半橋被關(guān)斷直到下一個(gè)周期來臨。如果達(dá)到-0.9V，器件被關(guān)斷 (AOCP)。后一種模式被閂鎖，只有在芯片的Vcc降至5V以下后才復(fù)位。

電流源

通常，DC-DC轉(zhuǎn)換器涉及的這三種同類電源都采用降壓拓?fù)?，并基于電流模式PWM控制器SG6859。圖5所示為這些電源中之一的原理示意圖。電感L102的峰值電流通過分流電阻R13被轉(zhuǎn)換為電壓。這個(gè)電壓被輸入到控制器的電流感測引腳，使控制器保持峰值電感電流恒定。R10決定電流感測電平，R7決定工作頻率，在該應(yīng)用中大約為70kHz。

圖5： 保持LED電流穩(wěn)定的電源示意圖

在實(shí)際中，如果輸出連接有不同數(shù)量的LED，LED電流并不是完全固定不變的，因?yàn)檎伎毡群推骄娏麟S輸出電壓在輕微變化。但轉(zhuǎn)換器越是采用CCM模式工作，即L102值越高，電流就越穩(wěn)定。在大多數(shù)應(yīng)用中，連接的LED數(shù)量根本沒有什么變化。二極管輸出電壓 (也被稱為正向電壓) 的變化比較小，電流相當(dāng)穩(wěn)定。在最壞情況下，70%的最大占空比時(shí)每個(gè)電流源最多可以驅(qū)動大約35個(gè)LED。